接收靈敏度，這應該是最基本的概念之壹，表征的是接收機能夠在不超過壹定誤碼率的情況下識別的最低信號強度。
講靈敏度的時候我們常常聯系到SNR（信噪比，我們壹般是講接收機的解調信噪比），我們把解調信噪比定義為不超過壹定誤碼率的情況下解調器能夠解調的信噪比門限（面試的時候經常會有人給妳出題，給壹串NF、Gain，再告訴妳解調門限要妳推靈敏度）。那麽S和N分別何來？?
S即信號Signal，或者稱為有用信號；N即噪聲Noise，泛指壹切不帶有有用信息的信號。有用信號壹般是通信系統發射機發射出來，噪聲的來源則是非常廣泛的，最典型的就是那個著名的-174dBm/Hz——自然噪聲底，要記住它是壹個與通信系統類型無關的量，從某種意義上講是從熱力學推算出來的（所以它跟溫度有關）；另外要註意的是它實際上是個噪聲功率密度（所以有dBm/Hz這個量綱），我們接收多大帶寬的信號，就會接受多大帶寬的噪聲——所以最終的噪聲功率是用噪聲功率密度對帶寬積分得來。
發射功率的重要性，在於發射機的信號需要經過空間的衰落之後才能到達接收機，那麽越高的發射功率意味著越遠的通信距離。?
那麽我們的發射信號要不要講究SNR？譬如說，我們的發射信號SNR很差，那麽到達接收機的信號SNR是不是也很差？?
這個牽涉到剛才講過的概念，自然噪聲底。我們假設空間的衰落對信號和噪聲都是效果相同的（實際上不是，信號能夠通編碼抵禦衰落而噪聲不行）而且是如同衰減器壹般作用的，那麽我們假設空間衰落-200dB，發射信號帶寬1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，接收機收到信號的SNR是多少？?
接收機收到信號的功率是50-200=-150Bm（帶寬1Hz），而發射機的噪聲50-50=0dBm通過空間衰落，到達接收機的功率是0-200=-200dBm（帶寬1Hz）？這時候這部分噪聲早已被“淹沒”在-174dBm/Hz的自然噪聲底之下了，此時我們計算接收機入口的噪聲，只需要考慮-174dBm/Hz的“基本成分”即可。?
這在通信系統的絕大部分情況下是適用的。
我們把這些項目放在壹起，是因為它們表征的實際上是“發射機噪聲”的壹部分，只是這些噪聲不是在發射信道之內，而是發射機泄漏到臨近信道中去的部分，可以統稱為“鄰道泄漏”。?
其中ACLR和ACPR（其實是壹個東西，不過壹個是在終端測試中的叫法，壹個是在基站測試中的叫法罷了），都是以“Adjacent Channel”命名，顧名思義，都是描述本機對其他設備的幹擾。而且它們有個***同點，對幹擾信號的功率計算也是以壹個信道帶寬為計。這種計量方法表明，這壹指標的設計目的，是考量發射機泄漏的信號，對相同或相似制式的設備接收機的幹擾——幹擾信號以同頻同帶寬的模式落到接收機帶內，形成對接收機接收信號的同頻幹擾。?
在LTE中，ACLR的測試有兩種設置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系統對LTE系統的幹擾，後者是考慮LTE系統對UMTS系統的幹擾。所以我們可以看到EUTRA ACLR的測量帶寬是LTE RB的占用帶寬，UTRA ACLR的測量帶寬是UMTS信號的占用帶寬（FDD系統3.84MHz，TDD系統1.28MHz）。換句話說，ACLR/ACPR描述的是壹種“對等的”幹擾：發射信號的泄漏對同樣或者類似的通信系統發生的幹擾。?
這壹定義是有非常重要的實際意義的。實際網絡中同小區鄰小區還有附近小區經常會有信號泄漏過來，所以網規網優的過程實際上就是容量最大化和幹擾最小化的過程，而系統本身的鄰道泄漏對於鄰近小區就是典型的幹擾信號；從系統的另壹個方向來看，擁擠人群中用戶的手機也可能成為互相的幹擾源。?
同樣的，在通信系統的演化中，從來是以“平滑過渡”為目標，即在現有網絡上升級改造進入下壹代網絡。那麽兩代甚至三代系統***存就需要考慮不同系統之間的幹擾，LTE引入UTRA即是考慮了LTE在與UMTS***存的情形下對前代系統的射頻幹擾。
講SEM的時候，首先要註意它是壹個“帶內指標”，與spurious emission區分開來，後者在廣義上是包含了SEM的，但是著重看的其實是發射機工作頻段之外的頻譜泄漏，其引入也更多的是從EMC（電磁兼容）的角度。?
SEM是提供壹個“頻譜模版”，然後在測量發射機帶內頻譜泄漏的時候，看有沒有超出模版限值的點。可以說它與ACLR有關系，但是又不相同：ACLR是考慮泄漏到鄰近信道中的平均功率，所以它以信道帶寬為測量帶寬，它體現的是發射機在鄰近信道內的“噪聲底”；SEM反映的是以較小的測量帶寬（往往100kHz到1MHz）捕捉在鄰近頻段內的超標點，體現的是“以噪聲底為基礎的雜散發射”。?
如果用頻譜儀掃描SEM，可以看到鄰信道上的雜散點會普遍的高出ACLR均值，所以如果ACLR指標本身沒有余量，SEM就很容易超標。反之SEM超標並不壹定意味著ACLR不良，有壹種常見的現象就是有LO的雜散或者某個時鐘與LO調制分量（往往帶寬很窄，類似點頻）串入發射機鏈路，這時候即便ACLR很好，SEM也可能超標。?
首先，EVM是壹個矢量值，也就是說它有幅度和角度，它衡量的是“實際信號與理想信號的誤差”，這個量度可以有效的表達發射信號的“質量”——實際信號的點距離理想信號越遠，誤差就越大，EVM的模值就越大。?
很難定義EVM與ACPR/ACLR的定量關系，從放大器的非線性來看，EVM與ACPR/ACLR應該是正相關的：放大器的AM-AM、AM-PM失真會擴大EVM，同時也是ACPR/ACLR的主要來源。?
但是EVM與ACPR/ACLR並不總是正相關，我們這裏可以找到壹個很典型的例子：數字中頻中常用的Clipping，即削峰。Clipping是削減發射信號的峰均比（PAR），峰值功率降低有助於降低通過PA之後的ACPR/ACLR；但是Clipping同時會損害EVM，因為無論是限幅（加窗）還是用濾波器方法，都會對信號波形產生損傷，因而增大EVM。?
PAR（信號峰均比）通常用CCDF這樣壹個統計函數來表示，其曲線表示的是信號的功率（幅度）值和其對應的出現概率。譬如某個信號的平均功率是10dBm，它出現超過15dBm功率的統計概率是0.01%，我們可以認為它的PAR是5dB。?
所以對於正弦波，假設他的峰值是4，那麽他的峰值功率就是4^2=16；而他的平均功率計算
t = [0:0.01:4*pi];
a = 4 * sin(t);
% b = fft(a, 1024);
% plot(abs(b))
result = sum(a.^2)/length(t)
計算得到的結果是8，也就是4^2/2=8；所以他的PAR是3dB。
PAR是現代通信系統中發射機頻譜再生（諸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的重要影響因素。峰值功率會將放大器推入非線性區從而產生失真，往往峰值功率越高、非線性越強。?
在GSM時代，因為GMSK調制的衡包絡特性，所以PAR=0，我們在設計GSM功放的時候經常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之後，8PSK調制不再是衡包絡，因此我們往往將功放的平均輸出功率推到P1dB以下3dB左右，因為8PSK信號的PAR是3.21dB。?
UMTS時代，無論WCDMA還是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。原因是碼分多址系統中信號的相關性：當多個碼道的信號在時域上疊加時，可能出現相位相同的情況，此時功率就會呈現峰值。?
LTE的峰均比則是源自RB的突發性。OFDM調制是基於將多用戶／多業務數據在時域上和頻域上都分塊的原理，這樣就可能在某壹“時間塊”上出現大功率。LTE上行發射用SC-FDMA，先用DFT將時域信號擴展到頻域上，等於“平滑”掉了時域上的突發性，從而降低了PAR。?
這裏的“幹擾指標”，指的是出了接收機靜態靈敏度之外，各種施加幹擾下的靈敏度測試。實際上研究這些測試項的由來是很有意思的。?
我們常見的幹擾指標，包括Blocking，Desense，Channel Selectivity等。?
Blocking實際上是壹種非常古老的RF指標，早在雷達發明之初就有。其原理是以大信號灌入接收機（通常最遭殃的是第壹級LNA），使得放大器進入非線性區甚至飽和。此時壹方面放大器的增益驟然變小，另壹方面產生極強非線性，因而對有用信號的放大功能就無法正常工作了。?
另壹種可能的Blocking其實是通過接收機的AGC來完成的：大信號進入接收機鏈路，接收機AGC因此產生動作降低增益以確保動態範圍；但是同時進入接收機的有用信號電平很低，此時增益不足，進入到解調器的有用信號幅度不夠。?
Blocking指標分為帶內和帶外，主要是因為射頻前端壹般會有頻帶濾波器，對於帶外blocking會有抑制作用。但是無論帶內還是帶外，Blocking信號壹般都是點頻，不帶調制。事實上完全不帶調制的點頻信號在現實世界裏並不多見，工程上只是把它簡化成點頻，用以（近似）替代各種窄帶幹擾信號。?
對於解決Blocking，主要是RF出力，說白了就是把接收機IIP3提高，動態範圍擴大。對於帶外Blocking，濾波器的抑制度也是很重要的。?
When the defined useful signal coexist with blocking signal, throughput loss less than 1%
useful signal ?= PREFSENS + 14dB, 20MHz, -79.5dBm
這裏我們統稱為“鄰信道選擇性”。在蜂窩系統中，我們組網除了要考慮同頻小區，還要考慮鄰頻小區，其原因可以在我們之前討論過的發射機指標ACLR/ACPR/Modulation Spectrum中可以找到：因為發射機的頻譜再生會有很強的信號落到相鄰頻率中（壹般來說頻偏越遠電平越低，所以鄰信道壹般是受影響最大的），而且這種頻譜再生事實上是與發射信號有相關性的，即同制式的接收機很可能把這部分再生頻譜誤認為是有用信號而進行解調，所謂鵲巢鳩占。?
舉個例子：如果兩個相鄰小區A和B恰好是鄰頻小區（壹般會避免這樣的組網方式，這裏只是討論壹個極限場景），當壹臺註冊到A小區的終端遊走到兩個小區交界處，但是兩個小區的信號強度還沒有到切換門限，因此終端依然保持A小區連接；B小區基站發射機的ACPR較高，因此終端的接收頻帶內有較高的B小區ACPR分量，與A小區的有用信號在頻率上重疊；因為此時終端距離A小區基站較遠，因此接收到的A小區有用信號強度也很低，此時B小區ACPR分量進入到終端接收機時就可以對原有用信號造成同頻幹擾。?
如果我們註意看鄰道選擇性的頻偏定義，會發現有Adjacent和Alternative的區別，對應ACLR/ACPR的第壹鄰道、第二鄰道，可見通信協議中“發射機頻譜泄漏（再生）”與“接收機鄰道選擇性”實際上是成對定義的。?
When the defined useful signal coexist with interference signal, throughput loss less than 1%
Blocking是“大信號幹擾小信號”，RF尚有周旋余地；而以上的AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression (Selectivity)這些指標，是“小信號幹擾大信號”，純RF的工作意義不大，還是靠物理層算法為主。?
這種描述的是絕對的同頻幹擾，壹般是指兩個同頻小區之間的幹擾模式。?
按照之前我們描述的組網原則，兩個同頻小區的距離應該盡量遠，但是即便再遠，也會有信號彼此泄漏，只是強度高低的區別。
對於終端而言，兩個小區的信號都可以認為是“正確的有用信號”（當然協議層上有壹組接入規範來防範這種誤接入），衡量終端的接收機能否避免“西風壓倒東風”，就看它的同頻選擇性。?
動態範圍，溫度補償和功率控制很多情況下是“看不到”的指標，只有在進行某些極限測試的時候才會表現出它們的影響，但是本身它們卻體現著RF設計中最精巧的部分。?
發射機動態範圍表征的是發射機“不損害其他發射指標前提下”的最大發射功率和最小發射功率。?
“不損害其他發射指標”顯得很寬泛，如果看主要影響，可以理解為：最大發射功率下不損害發射機線性度，最小發射功率下保持輸出信號信噪比。?
最大發射功率下，發射機輸出往往逼近各級有源器件（尤其末級放大器）的非線性區，由此經常發生的非線性表現有頻譜泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），調制誤差（PhaseError/EVM）。此時最遭殃的基本上都是發射機線性度，這壹部分應該比較好理解。?
最小發射功率下，發射機輸出的有用信號則是逼近發射機噪聲底，甚至有被“淹沒”在發射機噪聲中的危險。此時需要保障的是輸出信號的信噪比（SNR），換句話說就是在最小發射功率下的發射機噪聲底越低越好。?
在實驗室曾經發生過壹件事情：有工程師在測試ACLR的時候，發現功率降低ACLR反而更差（正常理解是ACLR應該隨著輸出功率降低而改善），當時第壹反應是儀表出問題了，但是換壹臺儀表測試結果依然如此。我們給出的指導意見是測試低輸出功率下的EVM，發現EVM性能很差；我們判斷可能是RF鏈路入口處的噪聲底就很高，對應的SNR顯然很差，ACLR的主要成分已經不是放大器的頻譜再生、而是通過放大器鏈路被放大的基帶噪聲。?
接收機動態範圍其實與之前我們講過的兩個指標有關，第壹個是參考靈敏度，第二個是接收機IIP3（在講幹擾指標的時候多次提到）。?
參考靈敏度實際上表征的就是接收機能夠識別的最小信號強度，這裏不再贅述。我們主要談壹下接收機的最大接收電平。
最大接收電平是指接收機在不發生失真情況下能夠接收的最大信號。這種失真可能發生在接收機的任何壹級，從前級LNA到接收機ADC。對於前級LNA，我們唯壹可做的就是盡量提高IIP3，使其可以承受更高的輸入功率；對於後面逐級器件，接收機則采用了AGC（自動增益控制）來確保有用信號落在器件的輸入動態範圍之內。簡單的說就是有壹個負反饋環路：檢測接收信號強度（過低／過高）－調整放大器增益（調高／調低）－放大器輸出信號確保落在下壹級器件的輸入動態範圍之內。?
這裏我們講壹個例外：多數手機接收機的前級LNA本身就帶有AGC功能，如果妳仔細研究它們的datasheet，會發現前級LNA會提供幾個可變增益段，每個增益段有其對應的噪聲系數，壹般來講增益越高、噪聲系數越低。這是壹種簡化的設計，其設計思想在於：接收機RF鏈路的目標是將輸入到接收機ADC的有用信號保持在動態範圍之內，且保持SNR高於解調門限（並不苛求SNR越高越好，而是“夠用就行”，這是壹種很聰明的做法）。因此當輸入信號很大時，前級LNA降低增益、損失NF、同時提高IIP3；當輸入信號小時，前級LNA提高增益、減小NF、同時降低IIP3。?
壹般來講，我們只在發射機作溫度補償。?
當然，接收機性能也是受到溫度影響的：高溫下接收機鏈路增益降低，NF增高；低溫下接收機鏈路增益提高，NF降低。但是由於接收機的小信號特性，無論增益還是NF的影響都在系統冗余範圍之內。?
對於發射機溫度補償，也可以細分為兩部分：壹部分是對發射信號功率準確度的補償，另壹部分是對發射機增益隨溫度變化進行補償。?
現代通信系統發射機壹般都進行閉環功控（除了略為“古老”的GSM系統和Bluetooth系統），因此經過生產程序校準的發射機，其功率準確度事實上取決於功控環路的準確度。壹般來講功控環路是小信號環路，且溫度穩定性很高，所以對其進行溫度補償的需求並不高，除非功控環路上有溫度敏感器件（譬如放大器）。?
對發射機增益進行溫度補償則更加常見。這種溫度補償常見的有兩種目的：壹種是“看得見的”，通常對沒有閉環功控的系統（如前述GSM和Bluetooth），這類系統通常對輸出功率精確度要求不高，所以系統可以應用溫度補償曲線（函數）來使RF鏈路增益保持在壹個區間之內，這樣當基帶IQ功率固定而溫度發生變化時，系統輸出的RF功率也能保持在壹定範圍之內；另壹種是“看不見的”，通常是在有閉環功控的系統中，雖然天線口的RF輸出功率是由閉環功控精確控制的，但是我們需要保持DAC輸出信號在壹定範圍內（最常見的例子是基站發射系統數字預失真（DPD）的需要），那麽我們就需要將整個RF鏈路的增益比較精確的控制在某個值左右——溫補的目的就在於此。?
發射機溫補的手段壹般有可變衰減器或者可變放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求較低的情況下，溫補衰減器比較常見；對精度要求更高的情形下，解決方案壹般是：溫度傳感器＋數控衰減器／放大器＋生產校準。?
講完動態範圍和溫度補償，我們來講壹個相關的、而且非常重要的概念：功率控制。?
發射機功控是大多數通信系統中必需的功能，在3GPP中常見的諸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF設計中都是必需被測試、經常出問題、原因很復雜的。我們首先來講發射機功控的意義。?
所有的發射機功控目的都包含兩點：功耗控制和幹擾抑制。?
我們首先說功耗控制：在移動通信中，鑒於兩端距離變化以及幹擾電平高低不同，對發射機而言，只需要保持“足夠讓對方接收機準確解調”的信號強度即可；過低則通信質量受損，過高則空耗功率毫無意義。對於手機這樣以電池供電的終端更是如此，每壹毫安電流都需錙銖必量。?
幹擾抑制則是更加高級的需求。在CDMA類系統中，由於不同用戶***享同壹載頻（而以正交用戶碼得以區分），因此在到達接收機的信號中，任何壹個用戶的信號對於其他用戶而言，都是覆蓋在同壹頻率上的幹擾，若各個用戶信號功率有高有高低，那麽高功率用戶就會淹沒掉低功率用戶的信號；因此CDMA系統采取功率控制的方式，對於到達接收機的不同用戶的功率（我們稱之為空中接口功率，簡稱空口功率），發出功控指令給每個終端，最終使得每個用戶的空口功率壹樣。這種功控有兩個特點：第壹是功控精度非常高（幹擾容限很低），第二是功控周期非常短（信道變化可能很快）。?
在LTE系統中，上行功控也有幹擾抑制的作用。因為LTE上行是SC-FDMA，多用戶也是***享載頻，彼此間也互為幹擾，所以空口功率壹致同樣也是必需的。?
GSM系統也是有功控的，GSM中我們用“功率等級”來表征功控步長，每個等級1dB，可見GSM功率控制是相對粗糙的。?
這裏提壹個相關的概念：幹擾受限系統。CDMA系統是壹個典型的幹擾受限系統。從理論上講，如果每個用戶碼都完全正交、可以通過交織、解交織完全區分開來，那麽實際上CDMA系統的容量可以是無限的，因為它完全可以在有限的頻率資源上用壹層層擴展的用戶碼區分無窮多的用戶。但是實際上由於用戶碼不可能完全正交，因此在多用戶信號解調時不可避免的引入噪聲，用戶越多噪聲越高，直到噪聲超過解調門限。?
換而言之，CDMA系統的容量受限於幹擾（噪聲）。?
GSM系統不是壹個幹擾受限系統，它是壹個時域和頻域受限的系統，它的容量受限於頻率（200kHz壹個載頻）和時域資源（每個載頻上可***享8個TDMA用戶）。所以GSM系統的功控要求不高（步長較粗糙，周期較長）。?
講完發射機功控，我們進而討論壹下在RF設計中可能影響發射機功控的因素（相信很多同行都遇到過閉環功控測試不過的郁悶場景）。?
對於RF而言，如果功率檢測（反饋）環路設計無誤，那麽我們對發射機閉環功控能做的事情並不多（絕大多數工作都是由物理層協議算法完成的），最主要的就是發射機帶內平坦度。?
因為發射機校準事實上只會在有限的幾個頻點上進行，尤其在生產測試中，做的頻點越少越好。但是實際工作場景中，發射機是完全可能在頻段內任壹載波工作的。在典型的生產校準中，我們會對發射機的高中低頻點進行校準，意味著高中低頻點的發射功率是準確的，所以閉環功控在進行過校準的頻點上也是無誤的。然而，如果發射機發射功率在整個頻段內不平坦，某些頻點的發射功率與校準頻點偏差較大，因此以校準頻點為參考的閉環功控在這些頻點上也會發生較大誤差乃至出錯。